反激变压器原副边电感的设计是开关电源的核心技术挑战，需综合考量拓扑模式、功率传递需求、磁芯特性及电气安全等因素。以下是系统化的设计流程与关键决策点（以您前述的12W/300kHz设计为例）：

一、核心设计目标与约束

✅ 关键公式统一：单周期传递能量 Ecycle=η⋅fPo（η为效率，假设85% → Ecycle≈0.85×300k12=47μJ）

二、原边电感 Lm的设计流程

Lm（激磁电感）是能量暂存与传递的核心，决定峰值电流、纹波及磁芯工作点。

1. 选择工作模式

• DCM模式（推荐中小功率）：

• 优点：无二极管反向恢复损耗、易于控制、磁芯利用率高。
• 条件：Lm较小，电流从0升至Ipeak后归零。

• CCM模式：

• 优点：降低峰值电流/EMI，适用大电流输出。
• 缺点：需斜率补偿，环路设计复杂。

设计建议：12W功率优先选DCM，控制简单且适合高频。

2. 计算原边峰值电流 Ipeak

• 输入电压范围：假设AC/DC后 Vdc=100−400V（宽压输入）。
• 最恶劣点：最小输入电压 Vin_min=100V时电流最大：

Ipeak=Vin_min⋅Dmax2Ecycle(DCM能量公式)

• 设定最大占空比 Dmax≈0.45（安全裕量避免次谐波振荡）。

Ipeak=100×0.452×47×10−6≈2.1A

3. 计算 Lm

Lm=Ipeak⋅fVin_min⋅Dmax(DCM电流斜率)

代入参数：

Lm=2.1×300k100×0.45≈71.4μH

取值建议：70 μH（考虑±10%公差）。

三、副边电感 Ls的物理本质

副边电感 Ls并非独立设计参数，而是由原边电感 Lm和匝比 n=NsNp决定：

Ls=Lm⋅(NpNs)2=n2Lm

匝比 n设计步骤：

1. 反射电压 VR：

VR=n⋅(Vo+VF)(VF为输出二极管压降≈0.7V)

1. MOSFET耐压约束：

Vds_max=Vin_max+VR+Vspike(Vspike≈30%VR)

• 若MOS选650V，则：VR≤650×0.7−400≈55V（保守设计）。

1. 计算匝比 n：

n=Vo+VFVR=12+0.755≈4.3

1. 确定 Ls：

Ls=n2Lm=4.3270μH≈3.8μH

💡 副边电感值是匝比的平方反比关系，实际设计通过调整匝数实现！

四、磁芯选型与参数验证

1. 磁芯尺寸选择（AP法）

• 功率容量：Po=12W, f=300kHz→ 选EFD20/EE16级别磁芯。
• AP值计算：

Ap=Ae×Aw=K⋅f⋅BmaxPo×106(K≈0.014,Bmax≤0.3T)

Ap≥0.014×300k×0.312×106≈9.5mm4

• EFD20磁芯 Ae=31.7mm2, Aw=29.1mm2→ Ap=922mm4✔️

2. 气隙长度计算（防饱和）

• 目标感量 Lm=70μH，峰值电流 Ipeak=2.1A
• 气隙 δ：

δ=Lmμ0Np2Ae(需迭代计算)

• 先假设 Np=40匝：

δ=70×10−64π×10−7×402×31.7×10−6≈0.28mm

3. 损耗与温升验证

• 铜损：原边电流有效值 Irms=Ipeak3Dmax≈0.81A→ 选线径≥0.3mm。
• 磁芯损耗：
  查材质（如PC95）在300kHz/0.15T条件下：Pv≈300kW/m3
  总损耗 Pcore=Pv×Ve≈0.3×103×(15×10−9)=45mW（安全）。

五、设计校验与优化

1. 耦合度检查：原副边漏感 ≤5% Lm（若漏感过大需调整绕组结构）。
2. 伏秒积平衡：

Vin_min⋅ton=n⋅(Vo+VF)⋅toff(ton=Dmax/f)

1. 动态响应仿真：用SPICE验证负载瞬态响应（如±20%负载变化恢复时间<100μs）。

六、工程陷阱规避

• 饱和预防：实测 Lm在2.5A电流下衰减<10%（用LCR表+偏置源）。
• 安规要求：原副边间距>6mm（加强绝缘），跨接电容Y电容≤2.2nF。
• 高频效应：300kHz需考虑趋肤效应（用利兹线或多股绞线），变压器采用三明治绕法降低漏感。

✨ 最终推荐参数：

• 原边电感 Lm: 70 μH (DCM模式)
• 匝比 n: 4.3 (Np=40T, Ns=9T)
• 副边电感 Ls: ≈3.8 μH (自然形成，无需独立设计)
• 磁芯: EFD20配0.3mm气隙

建议用AP法/有限元工具复核磁饱和边界，并通过示波器实测开关节点波形优化效率（目标>85%）。具体设计文件（如变压器BOM）可提供模板进一步细化！